Fully Differential 与 CMFB（全差分与共模反馈）

一句话定位

Fully Differential 是输出维度而不是拓扑维度:Telescopic、Folded、Two-stage 都可以全差分,换来一倍差分摆幅、偶次谐波抵消与共模抑制;代价是输出共模点不固定,必须加 CMFB 环路,而 CMFB 是第二条必须单独验证的反馈环路。

何时选它 / 何时放弃

电路结构

图 A020029:全差分 two-stage + 双侧 Rz+CC Miller 补偿,输出上拉支路由 Vcmfb 控制,明确包含输出共模反馈(ADT 原始图,识别见 ADT SVG 图索引)。

信号路径一句话:差分信号走两级对称增益路径,第一级输出经双侧 CC+Rz 补偿到第二级;输出 $V_{o u t +}$ / $V_{o u t -}$ 的共模由 Vcmfb 驱动的上拉支路钉住——CMFB 环路与差分环路并行存在,互不干涉(理想情况下)。

记号约定: $V_{o u t, C M} = (V_{o u t +} + V_{o u t -}) / 2$ ; $A_{c m, l o o p}$ 为 CMFB 环路直流环路增益; $V_{C M, r e f}$ 为共模参考; $v_{d}$ 为差分输入。

指标	公式	说明
输出共模误差	$V_{o u t, C M} \approx \frac{V_{C M, r e f}}{A_{c m, l o o p}}$	共模由环路强制收敛, $A_{c m, l o o p}$ 越高越贴近参考;误差与 CM 环路增益成反比
差分信号摆幅	单侧 $\pm V_{s w i n g}$ → 差分 $\pm 2 V_{s w i n g}$	同噪声下 SNR +6 dB——全差分的最大收益
偶次失真抵消	$V_{o u t, d} = a_{1} v_{d} + \frac{a_{3}}{4} v_{d}^{3} + \dots$ ( $a_{2}$ 项相消)	前提是两侧严格对称;layout 不对称则抵消退化
CMFB 感测方式	电阻平均 / 有源平均 / 开关电容(SC)	SC 应用用 SC-CMFB 与采样时钟同步;连续时间用电阻或源极跟随器平均
CM 环路稳定性	与主差模环路同等要求:环路增益、带宽、相位裕度、settling	CM 环路带宽与差分环接近时互相耦合,必须单独 STB
共模扰动抑制	共模噪声以相同量出现在两侧,差分输出当共模项拒绝	对电源/衬底噪声天然抑制;但 $V_{C M, r e f}$ 的噪声经 CMFB 进入输出

设计速算示例

规格:全差分 two-stage、输出共模 0.9 V、要求 $V_{o u t, C M}$ 误差 < 5 mV、SC 环境

$A_{c m, l o o p} \geq 0.9 V / 5 m V = 180$ ( $\approx 45 d B$ )才够——CMFB 误差放大器要有足够 DC 增益,不能随手拿源极跟随器;
SC 环境:感测电容在复位相采样 $V_{o u t, C M}$ 、放大相保持,取值要与 $C_{L}$ 和注入噪声权衡;
CM 环路带宽别太高(避免与差分环耦合),也别太低(SC 相位内要建立完成),按 SC 时钟预算分配。

CMFB 环路是隐藏稳定性风险:差分环路 STB 通过 ≠ 系统稳定;CM 环路可能振荡或 settling 拖尾,而差分仿真完全看不出来——CM loop 必须单独断开、单独验证。
感测网络加载输出:电阻平均网络直接拉低输出电阻、引入寄生极点,影响差分增益与带宽;感测电容参与电荷分享,精度与速度都受影响。
偶次抵消建立在对称上:任何不对称(失配、layout、寄生)都让 $a_{2}$ 项残留;CMFB 网络自身的不对称也漏进差分路径。
$V_{C M, r e f}$ 噪声与漂移直接进输出:共模参考不干净,CMFB 把它的噪声与漂移复制到输出共模,再经共模–差模耦合漏进信号。
两级全差分的 CMFB 位置:第一级与第二级输出共模都要管(或做输出级 CMFB),漏管一级就出现共模漂移。
CM 与 DM 环路耦合:两条环路带宽接近时互相牵制,仿真要同时看差分阶跃与共模阶跃响应。
SC-CMFB 的时序:感测电容的采样/保持相位要与主 SC 时钟对准,错相会在开关切换瞬间注入共模扰动。