Class-AB Output

一句话定位

两级运放的第二级换成互补共源输出对(PMOS 上拉 M8 / NMOS 下拉 M7):静态电流 $I_{Q}$ 由 VB1 偏置支路单独控制,大信号时上拉/下拉管能给出远超 $I_{Q}$ 的瞬态电流——SR 不再被第一级/CC 卡死。大负载电容 + 快速 settling + 低静态功耗的场景优先。

何时选它 / 何时放弃

✅ $C_{L}$ 大(几 pF 以上)且要求快 slew / settling(采样保持、ADC 前端、片外负载)
✅ 静态功耗预算紧:不能靠加大 Class-A 偏置换 SR
✅ 两级运放要"高增益 + 大摆幅 + 强驱动"三样全要(配合 01-Classical Miller 补偿)
❌ 高线性度(THD 极严)应用:交越失真要花大代价处理
❌ 极简设计:保证 $I_{Q}$ 的 PVT 稳定需要专门偏置电路,不是白送的
❌ 单级就能满足 → 先想 01-Simple OTA 或单级自适应 Class-AB(03-Class-AB)

电路结构

图 A020013:两级 OTA + 互补 Class-AB 第二级——VB1 支路产生两路栅驱动(上拉 PMOS M8 / 下拉 NMOS M7),CC 参与补偿(ADT 原始图,识别见 ADT SVG 图索引)。

信号路径一句话:第一级与 Classical Miller 相同(差分输入 → 电流镜转单端);第二级输入节点同时驱动两条支路——一路直接驱动下拉 NMOS M7,一路经 VB1 电平移位后驱动上拉 PMOS M8。小信号时两管同向叠加(推挽, $g_{m}$ 翻倍);大信号时对应方向的管子被推到大电流,给 $C_{L}$ 充电靠 M8、放电靠 M7,两个方向都有主动器件。

与 Class-A 第二级的本质区别:Class-A 只有一个主动管 + 电流源,大信号电流上限就是静态电流 $I_{Q}$ ;Class-AB 是两个主动管,谁需要谁发力,大信号电流与静态电流解耦。

变体速览

变体	图号	一句话区别
NMOS 输入版	`A020014`	CC 跨接输出与上拉驱动节点,此接法下 CC 两端都与驱动节点相关,大信号与补偿行为与 `A020013` 不同
Cascode 第一级	`A020015`/`A020016`	第一级换 cascode 抬增益,VB1 支路兼做电平移位;`A020016` 为极性互补版
Folded 第一级	`A020017`/`A020018`	Folded 第一级,左右支路独立产生上拉/下拉栅驱动;`A020018` 为对偶版

核心设计公式(设计时直接查)

记号约定: $g_{m p}$ 上拉 PMOS 跨导, $g_{m n}$ 下拉 NMOS 跨导; $I_{Q}$ 输出级静态电流(设计参数), $I_{o u t, m a x}$ 大信号最大输出电流; $C_{L}$ 输出端总电容; $V_{o v p}$ 、 $V_{o v n}$ 输出管过驱电压。

指标	公式	说明
输出级跨导	$g_{m, o u t} = g_{m p} + g_{m n}$	推挽:同一电压摆幅同时驱动两管,小信号跨导是两管之和——同样的静态电流,比 Class-A 多一倍的 gm
总 DC 增益	$A_{0} = g_{m 1} (r_{o 1} \| r_{o 3}) \cdot g_{m, o u t} (r_{o p} \| r_{o n})$	第一级 × 互补共源第二级,60–80 dB 照拿
GBW	$G B W = \frac{g_{m 1}}{2 π C_{C}}$	与 Classical Miller 相同,补偿机理不变,GBW 仍由第一级 $g_{m}$ 定
输出非主极点	$ω_{p 2} = \frac{g_{m, o u t}}{C_{L}}$	$g_{m p} + g_{m n}$ 让 $ω_{p 2}$ 天然更高——推挽的第二重红利
静态电流	$I_{Q}$ :由 VB1 支路/浮动电流源设定	设计参数,不是自动结果;跨 PVT 稳定它需要专门偏置
最大输出电流	$I_{o u t, m a x} ≫ I_{Q}$ (大信号)	由输出管尺寸与栅驱动摆幅决定;充/放电方向分别由 M8/M7 给出
转换速率	$S R \approx \frac{I_{o u t, m a x}}{C_{L}}$	大信号电流由输出管提供,SR 被输出管大信号电流解放(前提:栅驱动节点跟得上,见注意事项 5)
输出摆幅	$V_{out,max}=V_{DD}-	V_
静态功耗	$P_{Q} \approx I_{Q} V_{D D}$	输出级静态功耗;大信号电流是"瞬态免费"的

设计流程:从规格到 W/L

由 SR 与 $C_{L}$ 定 $I_{o u t, m a x}$ : $I_{o u t, m a x} \geq S R \cdot C_{L}$ ;据此定输出管 W/L(栅过驱范围由第一级/驱动节点摆幅决定)。
偏置电路优先(灵魂):定 $I_{Q}$ 与 VB1 支路/浮动电流源—— $I_{Q}$ 由交越失真与静态功耗折中,PVT 稳定性靠偏置结构保证;静态电流对 PVT 敏感,偏置先行。
定第一级与 CC: $g_{m 1} = 2 π G B W C_{C}$ ,CC 按 Miller 经验起步;注意 CC 的接点(A020014 跨输出与上拉驱动节点)会改变大信号与补偿行为。
输出级 gm 校验: $g_{m, o u t} = g_{m p} + g_{m n}$ , $ω_{p 2} = g_{m, o u t} / C_{L} \geq 2.2 \times G B W$ ;不够 → 加输出管电流(不是只加尺寸)。
摆幅与功耗核算: $V_{o u t, m a x} = V_{D D} - | V_{o v p} |$ 、 $V_{o u t, m i n} = V_{o v n}$ ; $P_{Q} \approx I_{Q} V_{D D}$ 进预算。
仿真闭环:AC/STB 看 PM;transient 三查——slew/settling、交越区波形(激励幅度必须覆盖交越区)、shoot-through 电流(VDD 到 GND 的瞬态电流);PVT corner 全扫(fast + 低温下 $I_{Q}$ 漂移最大)。

设计速算示例

规格:GBW = 20 MHz、 $C_{L}$ = 10 pF、SR = 100 V/µs、VDD = 1.8 V

$I_{o u t, m a x} \geq 100 V / μ s \times 10 p = 1 m A$ :输出管按大信号源/灌 1 mA 定尺寸
$I_{Q}$ 取两管各 100 µA(共 200 µA)→ 静态功耗 ≈ 0.36 mW;对比 Class-A 若靠 $I_{Q}$ 撑 1 mA 要烧 1.8 mW
$g_{m, o u t} \geq 2.2 \times 2 π \times 20 M \times 10 p \approx 2.76 m S$ → 每管 1.4 mS,gm/ID ≈ 14(中反型)合理
摆幅:设 $V_{o v} \approx 0.15 V$ → 输出峰峰 ≈ 1.8−0.3 = 1.5 V
CC ≈ 0.3×10 p = 3 pF; $g_{m 1} = 2 π \times 20 M \times 3 p \approx 0.38 m S$
仿真:transient 查交越区与 shoot-through,PVT 扫 $I_{Q}$ 漂移

注意事项 / 常见坑

交越失真与死区: $I_{Q}$ 太小时两管在交越区同时关断,输出阻抗突变、失真与 settling 变差;VB1 两支路的压差决定死区宽度——甲乙类偏置的本质折中,扫 $I_{Q}$ 看 THD 与 PM 的 trade-off。
静态电流失控 / shoot-through:上下管偏置配合不当 → $I_{Q}$ 失控,大信号时甚至 VDD–GND 直接穿通;fast corner + 低温是重灾区,PVT 全扫必须过。
输出管大 W/L 的寄生:大尺寸输出管栅电容大,驱动节点极点被压低;CC 与驱动节点相互作用(A020014 的接法),补偿必须重新审视,不能直接套 Classical Miller 的结论。
与单级自适应 Class-AB 的区别:03-Class-AB 是单级结构,靠自适应偏置(IF 浮动支路)提高单级电流效率;本笔记是两级结构——独立的第一级 + 互补输出级,补偿与偏置机制都不同,公式不要混用。
SR 需要第一级配合:输出管给得出大电流,但栅驱动节点要靠第一级快速建立;第一级电流太小或驱动节点电容太大时,大信号速度瓶颈回到第一级——别只算 $I_{o u t, m a x} / C_{L}$ 。
$I_{Q}$ 不是自动的结果:没有偏置环路时 $I_{Q}$ 对 PVT 极度敏感;浮动电流源/自适应偏置是标配,偏置设计先行。

优点 / 缺点

优点	缺点
大信号电流 ≫ $I_{Q}$ :SR 与负载驱动能力大幅提升	偏置复杂: $I_{Q}$ 的 PVT 稳定需要专门偏置电路
静态功耗低: $I_{Q}$ 可设计得很小	交越失真:THD 与 settling 的隐藏杀手
输出摆幅贴轨:无 cascode headroom 开销	shoot-through 风险:偏置配合不当穿通 VDD–GND
小信号 gm 翻倍( $g_{m p} + g_{m n}$ ):输出极点天然更高	输出管栅电容大:补偿网络必须重设计
与 Classical Miller / Ahuja 补偿兼容,升级路径平滑	噪声/失调:输出级器件贡献,驱动管失配影响输出直流电平

与邻近结构对比

对比项	Class-A 第二级(普通共源)	Class-AB 互补输出级
大信号电流	≈ 静态电流 $I_{Q}$	≫ $I_{Q}$
SR 上限	受 $I_{Q} / C_{L}$ 与 $I_{T 1} / C_{C}$ 限制	≈ $I_{o u t, m a x} / C_{L}$ (被解放)
静态功耗	高(靠 $I_{Q}$ 撑 SR)	低
输出摆幅	受负载电流源限制	贴轨
小信号 gm	$g_{m 6}$	$g_{m p} + g_{m n}$ (同电流翻倍)
交越失真	无(单管)	有,需处理
shoot-through 风险	无	有
偏置复杂度	低	高

一句话:Class-AB 输出级用"偏置复杂 + 交越失真"换"大信号电流 + 低静态功耗 + 贴轨摆幅"——大 $C_{L}$ 快速 settle 场景几乎必选。与单级 03-Class-AB 的区别:那是单级自适应偏置,本笔记是两级结构的输出级。